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一种新型水声Modem模拟电路设计与实现

2020-02-14 17:40模拟电路 人已围观

简介随着海洋经济的发展, 水下网络因在海洋监测、资源开发、渔业发展等领域占据了重要地位, 受到越来越多的关注, 而水声 Modem 是水下网络节点间相互通信的平台, 是水下网络正常工作的...

  随着海洋经济的发展, 水下网络因在海洋监测、资源开发、渔业发展等领域占据了重要地位, 受到越来越多的关注, 而水声 Modem 是水下网络节点间相互通信的平台, 是水下网络正常工作的重要保障。目前, 常用的水声 Modem 发射通道主要采用 AB 类线性功放, 但其体积大、功耗高、效率低、抗干扰能力差。文中采用 D 类功率放大器, 具有转换效率高、散热量低、体积小等特点。与传统水声 Modem 中接收通道采用模拟自动增益控制(automatic gain control,  AGC)电路不同, 文中采用程控放大电路的实现方法提升了电路的可靠性和集成度。该研究成果已运用到国家重大研发计划“海洋声学探测技术研究”的试验样机中, 并经过外场试验, 验证了设计方案的可行性。
  

  1.样机总体设计

  
  水声 Modem 是水声通信得以实现的硬件平台, 文中设计的样机原理框图如图 1 所示。其中发射和接收通道是通信系统的重要组成部分, 其性能直接影响到系统的作用距离及通信性能。系统采用了宽带扩频技术, 主要是因为扩频通信具有很强的抗干扰能力, 能较好地抑制信号在传播过程中遇到的噪声和干扰, 提高接收端信噪比, 在发射功率相同的情况下增加通信距离。文中重点对声信号接收和发送模块进行了设计。声信号接收和发送模块主要包括 2 个通道: 发射通道和接收通道, 二者的原理框图如图 2 所示,  其中的核心部分分别为 D 类功放电路和 AGC 电路, 且在发射通道和接收通道间加入收发控制电路, 使得换能器能够在收发模式间合理转换。
  图 1 水声 Modem 样机系统框图
  图 1 水声 Modem 样机系统框图
  图 2 声信号发送和接收模块
  图 2 声信号发送和接收模块
  
  发射通道设计参数: 工作频率 6~16 kHz; 电源电压+24~28 V;  效率不低于 80%;  系统声源级≥180 dB。接收通道设计参数:  灵敏度 50 μV;  带宽 ΔB=11 kHz(3 dB 带宽频率 6~17 kHz); 动态范围 17~83 dB。
  

  2.PWM 调制技术

  
  为了驱动 D 类功率放大器, 还需要将信号进行脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)。 PWM 技术的理论基础是等面积原理, 以正弦信号为例, 将正弦波沿时间轴 N 等分,  当 N 的值足够大时, 可得到 N 份等宽不等幅、脉冲幅值按正弦规律变化的矩形, 根据面积相等的原理, 可以用频率相同, 占空比不同,  但面积对应相等的脉冲来代换, 即可得出该正弦波的PWM 信号。
  
  PWM 调制的产生方式一般分为 2 种: 一种是模拟法产生 PWM 调制信号,  其原理框图如图3 所示, 利用模拟电路产生高频率的三角波或锯齿波, 在信号输入端输入待调制的低频信号。也可通过现有的 PWM 芯片外加外围电路来实现。
  图 3  模拟方法产生 PWM 信号框图
  图 3  模拟方法产生 PWM 信号框图
  
  另一种为数字法, 即数字信号处理(digital signal processing, DSP),  其原理是,  利用数字芯片产生输入低频信号与高频三角波信号, 然后以同一采样率对 2 种信号进行采样处理, 比较抽样后的数值大小, 进而输出高低电平。与模拟法相比, 数字法具有操作简单和调制精准度高等优点, 文中即采用 DSP 产生 PWM 调制信号,  该方法原理框图如图 4 所示。
  图 4 数字法产生 PWM 信号框图
  图 4 数字法产生 PWM 信号框图
  

  3.功率放大电路设计

  
  D 类功放形式的水声发射机具有以下优点: 输出效率较高、易于实现宽频带发射、电路结构简单、抗干扰能力强, 与传统发射机相比, 具有体积更小、生产成本更低的特点。因此, 水声发射机目前多使用 D 类功放的形式。
  
  文中提出的 D 类功放如图 5 所示, 采用全桥结构, 驱动芯片 IR2104 作为全桥电路的桥臂, MOSFET 管采用双 N 沟道 IRF7340, 其开关时间可达 220 ns 以下, 导通电阻最大 23 m  。当输入信号为高电平时, 驱动芯片 HO 端输出高电平, LO 端输出低电平, 导致Q3 导通, Q4 截止, 输出端输出放大信号, 输入信号为低电平时则相反。在该系统中, 功放电压为 70 V, 一路输入信号为 DSP 输出的 PWM 调制信号, 另一路一直为低电平, 输出的放大信号经阻抗匹配电路后接换能器。
  图 5 功率放大电路原理图
  图 5 功率放大电路原理图
  

  4.匹配网络

  
  阻抗匹配网络是水声功率放大器和换能器之间必不可少的部分, 它包括变阻匹配和调谐匹配两部分。
  
  水声功率放大器与换能器的变阻匹配通常使用变压器来完成, 通过变压器可以将换能器的阻值调整为一个可以满足作为功率放大器负载要求的值。文中设计变压器初、次级匝数比为 1:7。
  
  最常用的水声功率放大器与换能器的调谐匹配方法为谐振法, 它主要应用于窄带系统中, 可分为单一频率上的单调谐匹配和 2 个谐振点上的双调谐匹配。谐振法的基本原理是利用电感元件或电容元件来与容抗换能器和感抗换能器进行匹配, 抵消负载的电抗, 当在工作频率点处达到谐振时, 虚功最小, 功率因数最大, 此时能量的转换效率达到最高值。

  4.1单谐振回路

  为方便讨论, 串联匹配采取电阻(R)电抗(X) 的形式, 并联电感采用电导(G)电纳(B)的形式。其中, ω 为中心角频率。参考电路图如图 6 所示。
  图 6 串联和并联匹配电路
  图 6 串联和并联匹配电路
  
  对于串联匹配形式, 计算得负载阻抗为:
  
  
  
  需使负载为纯阻, 即
  
  
  
  为了方便与并联匹配比较, 将负载等效阻抗和串联电感表示为电导电纳的形式为:
  
  
  
  对于并联电感匹配, 计算出负载导纳为:
  
  
  此时,L = 1 /ωBL ,RL并 = 1/GL
  可以看出, 当输出功率一定时, 对于单频匹配来说, 串联形式的等效电阻小, 所需的输出电压小, 有利于减轻变压器的质量和体积。
  
  4.2双谐振回路
  
  由于串联电感匹配的方法带宽较窄, 在很多情况下并不能满足发射要求, 因此考虑双谐振回路的方法, 使得匹配网络和换能器在 2 个不同的频率 ω1 和ω2 上谐振, 通过调节谐振频率的位置, 将 2 个谐振峰合并成较宽的频带, 其频率特性如图 7 所示。
  
  双谐振回路通过 2 个电感来实现谐振。串联电感与换能器谐振于ω2 , 并联电感与串联电感和换能器共同谐振于ω1 。实际设计的 2 个电感大小分别为 78.6 mH 和 3.58 mH。
  图 7 双谐振回路匹配电路
  图 7 双谐振回路匹配电路
  

  5.接收通道预处理电路设计

  
  预处理电路的主要任务是对接收信号放大、滤波并且控制信号的输出动态范围, 其关键核心电路是前级放大电路和 AGC 电路。电路原理框图如图 8 所示。
  图 8 接收通道原理框图
  图 8 接收通道原理框图
  
  由换能器接收的信号经变压器隔离前后级影响后输入给前级放大电路, 再由变压器隔离前后级后输入给 AGC 专用芯片, 然后通过带通滤波, 最后经过 AD 转化输入给 DSP 处理。
  
  5.1滤波放大电路设计
  
  考虑到低功耗和低噪声的要求, 前置模拟放大电路由三极管放大电路构成。与传统的带通滤波器设计不同, 文中通过前级三级管放大电路和后级的高通滤波电路共同组合成带通滤波器。后级的高通滤波器采用低噪声、低功耗的滤波器芯片 TLC2272A, 组合成通带为 5.5~17 kHz 的带通滤波器, 具体 Multisim 仿真电路如图 9 所示。该仿真主要为验证组合带通滤波器的可行性。
  图 9 滤波放大仿真电路
  图 9 滤波放大仿真电路
  
  在三级管阻容耦合放大电路的输出端接入一个接地电容, 使三极管输出具有一定的高频抑制特性。仿真结果如图 10 所示。
  图 10 滤波放大电路仿真结果
  图 10 滤波放大电路仿真结果
  
  从左至右分别为高通滤波器、三极管前级放大电路、组合带通滤波器的幅频响应图, 可见带通效果越来越明显, 3 dB 点带宽也逐渐满足要求, 最终形成合适的 3 dB 点带宽。该设计的特点是可通过改变阻容耦合电路中接地电容的大小改变滤波电路 3 dB 带宽中截止频率的位置, 满足后期样机对较高频率信号接收的要求。
  
  5.2 程控放大电路选择
 
  实现 AGC 功能的电路方法有很多, 如采用二极管、三极管、场效应管等分立元件搭建电路实现; 使用 AGC 专用芯片、幅值检测器、比较器和低通滤波器组成模拟电路实现; 采用程控放大器和DSP 控制组成数字电路实现; 采用级联放大器、比较器等电路实现。
  
  文中采用程控放大电路的实现方法, 以程序形式控制增益电路的模式, 可靠性和集成度较模拟 AGC 电路提高了很多。
  
  VGA 专用芯片选择低功耗、低噪声、大动态增益范围、双通道的 AD605 电路, 在 FBK 端和OUT 端短接时可以实现-24 ~ +68 dB 的增益控制, 其中, Gain Scaling 是由芯片 16 引脚参考电压(voltage reference, VREF)控制, 对于低精度的 20 dB/V 的应用, VREF 可以通过电容接地, Gain Control 由 DSP 控制, DSP 输出控制信号加在 1、2 通道的 VGN1、VGN2 引脚, 控制增益放大倍数。通道增益可由式(6)计算。其经典电路如图11 所示。
  
  G  (d B )=(GS ( (d B /V )) ×(GC (V ))- 19 d B            (6)
  
  当 VGN 端输入电压为 800 mV 时, 即程控放大电路无增益作用时, 测得实际幅频响应如图 12 所示。通过实际测量, 得到接收通道动态范围为17~83 dB。
  图 11 AD605 经典电路
  图 11 AD605 经典电路
  图 12 接收通道幅频响应
  图 12 接收通道幅频响应
  

  6.试验验证

  
  依据上述原理研制出一对试验样机, 并进行了消声水池试验以及丹江口水库试验。水库试验示意图如图 13 所示, 其中, 固定船保持位置不变, 机动船向逐渐远离固定船的方向移动, 并分别在两船相距 1 km、2 km、3 km、4 km 和 5km 处进行通信试验, 试验内容包括短数字短字母测试、1024 数据包测试和 2048 数据包测试。
  图 13 水库试验示意图
  图 13 水库试验示意图
  
  试验结果表明, 试验样机可在 4.8 km 内正常通信, 在 6~17 kHz 频带内, 声源级最高可以达到181.9dB, 而传统的 D 类发射机发射声源级仅为120~171 dB, 通过对比可知, 这种新型水声样机具有声源级高、体积小等优点。
  

  7.结束语

  
  文中提出了一种新型水声 Mdoem 发射通道和接收通道方案, 并运用到试验样机中。其中, 通过新型 D 类功放电路设计提高了发射声源级, 缩小了电路体积; 设计了满足通带要求的组合带通滤波器; 采用程控 AGC 方法提升了电路的集成度和稳定性。通过水库试验, 结果表明, 与传统水声 Modem 相比, 该样机具有声源级高、体积小、通信距离远等优点, 为之后水下网络节点通信平台研制打下坚实基础。

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