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卫通的数字移相电路设计与建模

2020-06-11 23:16数字电路 人已围观

简介随着卫星通导技术应用场所的不断扩大,动态与卫星实现信号交换的愿望日益增加,相位可调的天线阵列通过改变移相器使得波束方向随时对准卫星实现信号互换。数字移相器是相控阵...

  随着卫星通导技术应用场所的不断扩大,动态与卫星实现信号交换的愿望日益增加,相位可调的天线阵列通过改变移相器使得波束方向随时对准卫星实现信号互换。数字移相器是相控阵天线射频前端的核心器件,整个天线阵列依靠移相器来完成波束扫描,其相移精度和响应速度等指标的好坏直接影响整个链路性能。在相控阵天线阵列中需要成百上千的 T / R 组件,所以对 T / R 组件进行标准化、模块化设计就要求移相器还要具有尺寸小、重量轻、精度高、成本低的特点。
  
  国外对数字移相器的研究开展较早,由于设备先进,工艺成熟,主要采用单片微波集成电路( mon- olithic microwave integrated circuit,MMIC) 技术进行研究。中国早期对混合集成电路形式的微波数字移相器研究较多,但现在国内各研究所也已经着手设计出各波段 MMIC 移相器,但其电路性能和指标有待继续优化。现首先阐述移相原理,根据仿真经验得出一种增加短支截提高相移平坦度的开关线改进方法,然后设计一款适用于卫星通信的数字移相器,预期指标是在 1. 995 ~ 2. 185 GHz 频段里,中心频点处相移差低于 ± 1°,插损低于 3 dB,驻波比优于 1. 5,尺寸小于30 mm × 30 mm。
  

  1基本原理

  
  1.1 移相器基本原理
  
  数字移相器常由微波控制器件、微带线或集 总元件构成。通过变换微波控制器件的偏压,使 得信号在两状态下走过的相对路径不同才出现了相位差。PIN 开关插损低、速度快、尺寸小、不受温度影响,常用在射频电路设计中。因此将使用 PIN二极管作为开关,完整电路是 6 个相移单元依次连接组成,不同相移单元均可产生一个预期相位。利用切换每个移相电路中开关的控制电压,相移器实现在 0° ~ 360° 周期内,步进为 5. 6°,可达到 26 = 64 个不同的相位。该移相器整体结构如图 1 所示。
  图 1 移相器整体结构图
  图 1 移相器整体结构图
  
  1.2 移相单元拓扑结构介绍
  
  微波移相电路是采用切换开关器件的电压使其通断,以实现信号相位变化的。电路中电抗串接或并接在微带线上均会使相位发生变化,因此有较多的移相电路种类。但结合现实生产与需求后,满足设计要求的电路种类范围缩小。常用在设计中的有如下类型: 开关网络型、加载线型、反射型、集总元件型等。由于考虑移相器精度、尺寸、插损等指标因素,仅列举了加载线型、高低通滤波器型与开关线型拓扑结构。
  
  ( 1) 负载线型拓扑是通过切换开关的导通与截止两种状态,对传输微带上串或并入不同大小的电 抗来实现相位改变的。加载线拓扑在产生小相位 中,拓扑简便、损耗低、驻波比优良、精度高,所以5. 6°、11. 2°、22. 5°移相位采用此电路结构,图2( a) 、图 2( b) 分别给出加载线型移相器的电路结构和等效模型。
  图 2 加载线型移相单元拓扑
  图 2 加载线型移相单元拓扑
  
  开关的通断不同状态使得主微带线上加入两个并联电纳 jB1 和 jB2 ,此时两态可看作电长度为 φ1与 φ2 的传输线,则所需相移为 Δφ = φ1 - φ2 。若想要电路得到较好的匹配,要求各短截线的电纳引起的反射在相移电路的输入口相互抵消。所以主线的电长度采用 θ = π/2,可令 B1 和 B2 互为共扼。可得到 B1 与 B2 的表达式如下: 其中 Y=1S/50是系统标准导纳。
  公式1-2
  ( 2) 对于大于 45 ° 的度数来说常利用开关线型拓扑实现相移。虽说其结构简单,但在指定频率中,相移量会随着频率的偏移而偏离中心,很难在整个频带内达到所要求的相移,因此文中介绍了如图 3 ( a) 所示的混合型高低通滤波器实现移相。此设计避免了电感过多引起的尺寸增大以及其他寄生效应对移相器的移相精度的影响。
  图 3 大相位移相单元拓扑
  图 3 大相位移相单元拓扑
  
  下面分别给出了 T 型与 π 型高通网络电抗元件电感 L 和电容 C 与相移量的函数,Z0 = 50 Ω。
  
  公式3-4
       公式5-6
  
  式中: Δφ 为所需相移量; ω 为角频率。
  
  经过计算与优化后发现高低通滤波器中集总元件的数值无法精确到小数点后两位,在实际生产中难以得到,所以在利用加载线移相电路的原理对传统的开关线型移相单元进行改进,在主路上面并联多条四分之一波长的短支截来调整移相单元的驻波与平坦度,其原理图如图 3( b) 所示: 此改进型开关线移相电路使得两通路的相位曲线的斜率相接近,从而达到提高平坦度的目的。短支截的长度宽度可在设计中设为变量,具体数值可在仿真中优化得出。
  

  2仿真设计

  
  移相器主要设计指标为: 工作频率为 1. 995 ~185 GHz,中心频点处相移差低于 ± 1°,插损低于 3 dB,驻波比优于 1. 5。设计中采用微波复合介质基板,介电常数 εr = 16,介质板高 H = 0. 8 mm,采用四层板的设计方案,导体厚度 T = 50 μm,传输线特性阻抗为 50 Ω,计算出线宽为 0. 19 mm,传输线导体电导率 Cond = 5. 88 × 107 ,PIN 二极管选用 MACOM 公司生产的型号是 MA4P303-134,SP- DT( 单刀双掷开关) 采用 CEL 公司的 CG2179M2,该芯片插损较小,控制电路简单,开关速度快,符合使用标准。
  
  2.1 5. 6°、11. 2°、22. 5°仿真建模
  
  由于 3 个移相单元的电路拓扑相同,只是加载短截线的长宽和主传输线的长度不同,因此只给出5. 6°移相器在 ADS 软件中的仿真模型,如图 4 ( a)所示。
  图 4  5. 6°移相单元仿真模型
  图 4  5. 6°移相单元仿真模型
  
  依据原理图设定 PIN 二极管导通与截止时信号的输入、输出端口分别为端口 1、2、3 和 4,此处只展示导通时仿真模型图。加入偏置电路后仿真结果出现 偏差,所以利用 ADS 优化功能后,主传输线长度与加载线的长度均有所变化,且主传输线并联短支截提高 了相位平坦度。其模型如图 4( b) 所示: 其余两个相位的参数可通过 Txline 计算结合仿真优化后得出。
  
  2.2 45°、90°和 180°仿真建模
  
  由于 45°、90° 与 180° 相移单元拓扑结构相同,只是相对通路的长度不同,分别计算出相对通路的 长度值,给出改进型开关线实现大相位相移的仿真模型。为了节省篇幅,只给出 90° 建模仿真设计。传统型与改进后 90°移相电路模型分别如图 5 ( a) 、图 5( b) 所示。
  图 5  90°移相单元仿真模型
  图 5  90°移相单元仿真模型
  
  在仿真过程中发现,并联一条短支截虽然改善了平坦度,但是对于本设计来说并不明显,所以在多次改善仿真模型后,提出一种采用并联多截短支截的方式来达到提高平坦度与改善驻波的目的。传统型与改进型开关线仿真结果如图 6 所示。
  图 6  仿真结果对比
  图 6  仿真结果对比
  
  图 6 结果显示,传统开关线型结构高低频相移差达到 8. 3°,而改进型开关线型结构高低频相移差仅为 0. 3°,由此可见此改进型的开关线拓扑结构可显着提升相位平坦度。
  
  2.3 级联仿真
  
  仿真确定各移相单元采用的拓扑后,将六个移相单元级联起来,对整体电路进行综合仿真。级联结果显示,移相器级联以后的性能受单个移相器驻波比的影响,因此设计与优化时应取使电路驻波较好的数值,其次级联时可按照中间驻波大、两边驻波小的原则放置各移相单元。将各移相单元打包后得到的二端口器件级联起来,得到六位移相单元布局如图 7 所示。
  图 7  级联仿真模型
  图 7  级联仿真模型
  
  图 7 中移相单元按驻波优劣的顺序依次为90°、22. 5°、45°、180°、5. 6°与 11. 2°。
  

  3仿真结果分析

  
  对仿真出来的六位移相器,要根据移相精度、驻波以及插损等指标对各部分再次进行优化调整,参数与需求不符,先将单个移相单元继续调整优化,而后把仿真结果用于整体仿真,不断调整使得性能满足设计目标,仿真数据达到目标后就可以绘版图加工,完成装配调试。这样才能使电路具有可靠性与实用性。其仿真结果如图 8 所示。
  
  由驻波与回波损耗换算公式如下:
  
  公式8
  
  式( 8) 中: S11 为各端口的回波损耗。
  
  可以得出,在 1. 995 ~ 2. 185 GHz 范围中,级联电路驻波优于 1. 45,插损低于 1. 35 dB,且在中心频率处相移偏差小于 ± 0. 6°,故该仿真结果符合设计要求。

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